可承受整個汽車電源范圍的2MHz開關電源

本文舉例說明用于汽車收音機和娛樂系統供電的8V中等電壓開關電源。此設計可以接受任何汽車工作條件下的輸入電壓范圍(包括冷啟動、拋負載等)，保證穩定的8V輸出，為常見的娛樂設施子系統(如CD驅動器、LCD顯示器和收音機模塊)供電。為了避免干擾AM/FM頻段，開關電源工作在2MHz開關頻率，非常適合車載使用。

簡介

隨著汽車啟停技術(空閑狀態自動封閉引擎)使用的普及，越來越多的車載系統要求能夠工作在較低的輸入電壓，低壓輸入往往發生在熱啟動(電池電壓低于6V)或冷啟動(電池電壓低于3V)條件下。圖1解析了常見的汽車系統供電架構方案。

在一些主電源為3.3V的供電系統中，前端采用低壓差的buck轉換器即可滿足要求(CASE1)。要時，可以選擇一路boost轉換器將3.3V升壓到5V(例如為CAN總線收發器供電)或更高電壓(CASE2)。有些系統采用5V或更高電壓供電，此時要在前端進行預升壓，保證buck的輸入電壓不會低于指定電壓(CASE3)，本設計適用于后者。

圖1.汽車電源方案。

汽車設計中，低電磁輻射也是一項緊要的考核指標，特別是在敏感的AM頻段。本設計中，電源的開關工作頻率遠高于AM頻段(例如：開關頻率在1.71MHz以上，位于MW頻段的高端)，進而處理了干擾問題。較高的開關頻率也有助于減少系統尺寸，降低外圍元件的成本。

圖2是開關電源的原理圖，MAX15005升壓控制器與MAX16952降壓控制器相組合，配合外圍電路供應合理的車載系統供電方案。兩款IC均同步到控解決器或專用IC供應的外部2MHz時鐘，便于優化電源的開關頻率。電池正常供電的條件下，MAX15005不工作，通過MAX16952供應穩定的8VOUTB電壓。冷啟動時，由于電池電壓降低，則通過MAX15005提升節點OUTA的電壓，確保MAX16952供應穩定的8VOUTB電壓。兩款IC的高可靠性，可以滿足汽車環境中高達40V的拋負載。該方案已經通過探測，在OUTB節點供應高達20W的輸出功率(8V@2.5A)。更換外圍電路，可以獲得更高的輸出功率。

圖2.開關電源原理圖。

MAX16952的外圍元件

輸出電壓和開關頻率

為了在OUTB端獲得穩定的8V輸出，要合理選擇反饋分壓電阻(R22和R21)。選擇R22=51K(MAX16952數據資料推薦低邊電阻R22100k)，R21依據下式計算：

(式1)

式中，VFB=1V(典型值)。

選擇標準阻值R22=360k，典型輸出電壓為：

(式2)

假設阻值誤差為1%，最小和最大OUTB輸出電壓為：

(式3)

(式4)

其中，VFB(MIN)=0.985V，VFB(MAX)=1.015V。

按照規格書推薦，外部時鐘頻率非得高于MAX16952內部時鐘頻率的1.1倍。由于我們采用2MHz外部時鐘同步MAX16952的開關頻率，須合理選擇內部振蕩器阻抗R16，控制內部開關頻率1.8MHz。本設計中，R16選擇為30k。為確保MAX16952開關頻率固定在2MHz，非得避免發生電壓跌落。MAX16952惟有在關斷時間(tOFF)100ns(典型值)時，才可避免電壓跌落的情況，這意味著系統不能超出最大占空比：

(式5)

考慮到降壓轉換器的效率為90%，保證工作在2MHz固定開關頻率的最小輸入電壓(OUTA)是：

(式6)

這意味著OUTA電壓不能低于11.11V閾值。為保證OUTA電壓始終高于11.11V，當電池電壓(IN節點)低于11.5V時，要開啟MAX15005工作(考慮到L1、D2肖特基二極管的壓降，留出約莫390mV的裕量)。

達到40V拋負載峰值電壓時，OUTA達到其高壓點，MAX16952非得將輸出電壓穩定在8V。因此，發生拋負載期間，MAX16952占空比為：

(式7)

MAX16952的最小開啟時間(tON)為80ns，因此最小占空比(2MHz開關頻率下)為：

(式8)

0.16最小占空比可確保拋負載條件下(輸入電壓高達40V時)供應穩定的8V輸出。

電感和電流測試

圖3.MAX16952電感電流。

使用大電感可以降低電感電流峰值，提高降壓轉換器的效率；但也占用更大的電路板(PCB)面積，降低負載調整率。一種可以接受的折中辦法是選擇適當的電感值，使LIR(電感AC電流峰-峰值與DC均勻電流的比值)le0.3。基于圖3，利用下式計算：

(式9)

(式10)

(式11)

依據以上方程組，可以得到電感計算公式：

(式12)

由此，常規條件下(OUTA=12V)滿足LIRle0.3的最小電感值為：

(式13)

選擇標準電感L2=2.2H，LIR=0.24，電感峰值電流為：

(式14)

當測流電阻R20的電壓達到68mV(最小值)時，達到電流上限。為了留出一定裕量，選擇檢流電阻時，應使電感電流達到峰值(IPEAK)時，檢流電阻的壓降是電流門限的60%：

(式15)

R20選擇為15m標準電阻。

MAX15005的外圍元件

UVLO閾值

選擇MAX15005升壓轉換器外圍元件的第一步是確定UVLO閾值，通過選擇輸入IN、ON/OFF、GND之間的分壓電阻設定欠壓門限。本設計當輸入電壓5V時，封閉MAX15005，假設冷啟動期間能夠保持在較高電壓。選擇R5=100k，利用下式計算R4：

(式16)

R4選擇為300k標準電阻。

過壓輸入(OVI)

按照前面有關MAX16952的討論，OUTA不能低于11.11V，以保持MAX16952的最小壓差要求。考慮到該電壓閾值，以及L1、D2萌生的壓降，MAX1005非得在輸入電壓低于11.5V時開啟。而為了優化效率，正常輸入電壓(IN=12V)下，MAX15005非得封閉。

為了達到這一目的，利用IN、OVI、GND引腳之間的分壓電阻設置過壓門限，正確開啟或封閉MAX15005。MAX15005在OVI引腳電壓超過1.228V閾值時封閉，OVI引腳電壓比1.228V閾值電壓低125mV時，再次開啟。選擇低邊電阻R2=20k，考慮到在輸入電壓高于11.6V時MAX15005關斷，按照下式選擇R1：

(式17)

選擇R1為170k標準電阻，則當主電源超出11.67V時關斷MAX15005，相關于常規電壓12V，預留330mV的裕量。考慮到OVI比較器的滯回，可以按照下式估算電壓下限，即當主電源電壓下降到下式決定的數值時開啟MAX15005：

(式18)

由此可見，比較器的滯回過大，要將主電源的電壓跌落門限調整到至少11.5V。可以在OVI引腳與SS引腳之間新增一個串聯電阻R3和肖特基二極管D1。當關斷MAX15005時，SS引腳在內部接地，使得R3與R2并聯，從而減小滯回。選擇R3=180k，忽略二極管壓降，則可得到新的電壓跌落閾值：

(式19)

按照這一配置，可以得到所要求的開啟/封閉MAX15005的輸入電壓閾值。另一辦法可以使用外部比較器監測主電壓，用其筆直驅動OVI引腳。

輸出電壓

圖4.MAX15005電感電流。

為了維持2MHz的開關頻率，須留意tON最小值為170ns(參見MAX15005數據資料)。最小tON對應于34%的最小占空比(2MHz開關頻率下)，這限制了MAX15005的最小穩壓輸出。估算電壓閾值時，有必要考慮boost穩壓器的占空比公式：

(式20)

當輸入電壓VIN達到最大值11.67V時，對應于最小占空比，且MAX15005保持工作。按照之前的公式可以估算MAX15005的最小穩壓輸出：

(式21)

計算考慮了最小占空比、最大輸入電壓條件，假設D2壓降為0.3V，忽略NMOS管N1上的壓降。由此，MAX15005非得將輸出電壓穩定在17.38V以上，以保證任何條件下維持2MHz的開關頻率。

選擇低邊反饋電阻R13=10k，計算高邊反饋電阻R14：

(式22)

其中，VFB(MIN)=1.215V。

最后，選擇R14=137k(1%誤差)，MAX15005最小穩壓輸出為：

(式23)

可確保MAX15005始終工作在2MHz開關頻率。

假設MAX16952的輸出功率為20W(8V，2.5A)、效率為90%，MAX15005的輸出功率非得在至少22.3W。考慮到17.53V的穩壓輸出，MAX15005的均勻輸出電流為1.27A。倘若MAX15005輸出電壓設置在更高值，則會降低輸出電流。D2可以選用低成本的肖特基二極管，輸出電容C7非得能夠支持MAX15005的穩壓輸出。

同步和最大占空比

為了保證MAX15005開關頻率的外同步，外部時鐘頻率非得比內部振蕩頻率高出至少102%。選擇R6=7k、C4=100pF，MAX15005內部振蕩頻率約為1MHz，外部同步時鐘頻率為2MHz。

當SYNC輸入測試到同步信號的上升沿時，C4通過內部1.33mA(典型值)電流源放電。該電容(RTCT引腳)電壓達到500mV時，C4通過R6充電(R6連接在VREG5引腳)，直到測試到下一個同步信號的上升沿。放電時間(TDISCHARGE)決定了穩壓器的最小關斷時間tOFF。倘若時間小于160ms，則將最小tOFF鉗制在160ns。實際上，假設充電時間(TCHARGE)為340ns(TP=500ns)，RTCT電壓升至：

(式24)

考慮到放電電流為615Asup1，在RTCT引腳新增的放電時間為：

(式25)

最小tOFF=160ns對應的最大占空比為68%。當最大占空比受限制時(輸入電壓較低，這里為5V)，依據boost占空比公式(式20)，MAX15005在OUTA端能夠供應的最大穩定電壓是：

(式26)

此電壓確保MAX16952在超出電壓跌落條件限制時仍可正常工作。

電感選擇

合理選擇電感值，以滿足boost轉換器的最小輸出電流要求。為保證穩壓器始終工作在繼續模式，最小電感值為：

(式27)

此設計中，最差工作條件發生在VIN的最大輸入電壓(11.67V)下，對應占空比為37%。

配合8V、最小輸出電流為1A、效率為90%的buck轉換器工作時，boost轉換器的最小輸出功率為9.44W，對應的最小輸出電流IOUTA(MIN)為538mA。綜合這些因素，依據前面的公式計算得到1.32H電感值。此設計中選擇L1=2.2H。

電流測試

MAX15005在檢流電阻的電壓達到305mV時觸發電流限制。因此，為了合理選擇檢流電阻，需首先計算boost電感的峰值電流：

(式28)

輸入電壓處于最小值時達到電感峰值電流，本使用中最小輸入為5V，最大占空比為68%。按照之前的計算，boost輸出電壓(OUTA引腳)為15.23V，要1.46A的IOUTA以支持MAX16952的功率需求。最惡劣的工作情況對應于電感電流峰值達到4.95A時，留出適當的裕量，選擇檢流電阻使得電感電流達到峰值時，壓降為200mV：

(式29)

選擇：R10=40M。

試驗室探測

冷啟動探測

在試驗室進行冷啟動探測，在10ms內將主電源輸入(IN)從12V降到7V。如曲線圖1所示，當輸入電壓降低時，MAX15005開始將OUTA充電至17.5V，以保證OUTB輸出8V。另外，當輸入電壓恢復到正常電壓時，MAX15005停止工作，OUTA輸出電壓降到正常的IN輸入水平，在D2和L1上有較小壓降。每次探測都基于2.5A的OUTB輸出。

曲線圖1

曲線圖2和曲線圖3分別描述了冷啟動下降和上升階段的狀況。

曲線圖2

曲線圖3

頻域分解

基于示波器的FFT分解工具，冷啟動下MAX16952開關節點LX_BUCK引腳的電壓頻譜如曲線圖4(IN電壓下降階段)和曲線圖5(IN電壓電壓上升階段)。留意到頻譜中包括2MHz頻率，相關諧波為直流分量。沒有低于2MHz的交流分量，避免對AM頻帶萌生干擾。

曲線圖4

曲線圖5

對MAX15005開關節點LX_BOOST進行同樣探測，用彩色表示2MHz頻率、諧波和直流分量，在AM頻帶具有極低噪聲。

曲線圖6

曲線圖7

電路優化

為了優化效率，可以在MAX15005不工作時旁路D2肖特基二極管。當主電源處于正常電壓范圍時，利用一個N-MOSFET旁路D2。為降低電磁干擾，可以新增電阻(R8、R17、R18和R19)來降低在MOSFET柵極電壓的擺率，當然，這會增大功耗，要折中考慮。為了濾除MAX15005測試電流的毛刺，新增由C6和R9組成的RC濾波器。也可以通過新增R7電阻來降低MAX15005電流門限閾值，以降低檢流電阻R10的功耗。本文來源于Maxim。

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