要怎么樣制作簡易降壓控制器

在如今的許多使用中，要求的額定輸入電壓超過許多現有DC/DC控制器的VIN最大額定值。對此，傳統的處理方法包括使用昂貴的前端保護或實現低端柵極驅動器件。這意味著采用隔離拓撲，如反激式轉換器。隔離拓撲通常需要自定義磁性，且與非隔離辦法相比，設計復雜性和成本也有所增加。

存在著另一種處理方案，可以通過使用VINmax（最大輸入電壓）小于系統輸入電壓的簡易降壓控制器來處理問題。這是要怎么樣實現的呢？

降壓控制器通常來源于參考電位（0V）的偏置電源（圖1a）。偏置電源來自輸入電壓；因此，器件需要承受全部的VIN電位。然而，因為開通p通道金屬氧化物半導體場效應晶體管（MOSFET）所需的柵極驅動電壓在VGS低于VIN，p通道降壓控制器具有參考VIN（圖1b）的柵極驅動電源。封閉p通道MOSFET則僅需簡單地將柵極電壓變為VIN（0VVGS）（圖2）。

圖1：N通道（a）的VCC偏置生成；和p通道控制器（b）

圖2：p通道控制器的柵極驅動

非同步p通道控制器導出其偏置電源以驅動p通道柵極，可帶來巨大的效益，并且可能實現提供懸浮在0V電位以上的虛擬接地。對于N通道高側MOSFET，電壓來自接地的參考電源。這是使用升壓電容器和二極管泵送的電荷，以提供高于VIN源極電位的柵極電壓。使用p通道高側MOSFET可以顯著簡化該問題。要打開p通道MOSFET，柵極電位需要低于VIN的源極電位。因此，電源僅參考VIN，而非上面提到的VIN和接地。

懸浮接地

要怎么樣為控制器創建懸浮接地？這很簡單，通過使用射極跟隨器即可實現。圖3所示為這種方案的基本踐行。pNp發射極的電位為Vbe（~0.7V），低于齊納二極管電壓電位（Vz）。實質上，您可以將控制器浮動到VIN，并調節控制器的參考值，以限制VIN與器件接地之間的電壓。

圖3：使用簡易射極跟蹤器方案創建虛擬接地

輸出電壓轉換

這里有一項挑戰需要克服。由于控制器位于虛擬接地（Vz-Vbe），并萌生參考接地（0V）電位的降壓輸出電壓，因此要怎么樣才能將輸出電壓信號轉換為位于虛擬接地上方的反饋電壓（通常介于0.8V和1.25V之間）？圖4說明了詳盡的挑戰。

圖4：展示VOUT（參考0V接地）與控制器的反饋電壓（參考虛擬接地）之間電壓電位差的示意圖

要封閉環路，您可以使用一對配對晶體管以踐行圖5所示的電路。一匹配對將反饋信號發送至VIN；另一匹配對萌生從VIN到虛擬接地之上電位的電流。

圖5：非同步控制器和使用配對晶體管的饋電踐行的高級原理圖

綜上所述

LM5085是我所述使用的理想選擇，因為它是一個p通道非同步控制器，其VCC偏置電源參考VIN。在傳統使用中，LM5085可承受高達75VIN的輸入電壓。對于輸入瞬態電壓遠高于75V的使用，請考慮此處提出的處理方案，該輸出為12V。

從控制器反饋電壓1.25V開始，使用電流將反饋（Ifb）設置為1mA，使用公式1計算Rfb值：

式中，Rfb=1.25k。

Rfb1設置電流鏡的參考電流。再次以1mA作為參考電流，并使用公式2，計算Rfb1，以設置輸出電壓：

式中，VOUT=12V，Rfb1=11.3k，Vbe為~0.7V。

當1mA流入Rfb2且發射極電流大致等于集電電流（Ie?Ic）時，設置參考電流Iref2。環路閉合，且電壓將調節到所述的設定電壓。

輸出電壓調節

當瞬態電壓顯著高于LM5085的絕對最大值時，適合使用這一想法。LM5085是一個恒定導通時間（COT）控制器；因此，其導通時間（Ton）與VIN成反比。然而，當將VIN鉗位到LM5085時，Ton將不再隨著VIN（至功率級）的增加而調整，因為器件將具有由齊納二極管設置的固定電壓，而VIN（至功率級）將不斷增大。這將導致頻率下降，因為功率級輸入電壓的增加值超過LM5085的鉗位電壓；因此調節電壓可能會略微開始增加。因此，為確保以Type1紋波注入標準規定紋波注入電壓的大小。最終，確保紋波被制定在可接受的范圍內，以維持穩定性及最小化當紋波增加時的輸出誤差。

示例原理圖

圖6所示為絕對最大VIN額定值為150V的48V電源的示意圖。示例可以在3A條件下提供12VOUT。

圖6：使用LM5085在3A設計時為24V至150VIN（最大）/12VOUT

圖7所示為從原型電路板獲得的效率圖，圖中兩大參數為效率（%）和負載電流（A）。

圖7：不同輸入電壓下效率（%）與負載電流（A）的關系

圖8所示為150VIN時的開關節點電壓和電感紋波電流。

圖8：通道1開關節點電壓，通道4電感紋波電流

結論

您可以在系統輸入電壓高于器件最大輸入電壓額定值的使用中使用p通道非同步降壓控制器。該使用的優勢在于使用成本較低的控制器，且最大程度地減少了組件數量。

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