提升開關電源效率和可靠性：半橋諧振LLC+CoolMOS開關管！

近來，LLC拓撲以其高效，高功率密度受到廣大電源設計工程師的酷愛，但是這種軟開關拓撲對MOSFET的要求卻超過了以往任何一種硬開關拓撲。特別是在電源啟機，動態負載，過載，短路等情況下。CoolMOS以其快恢復體二極管，低Qg和Coss能夠完全滿足這些需求并大大提升電源系統的可靠性。

長期以來，提升電源系統功率密度，效率以及系統的可靠性一直是研發人員面臨的重大課題。提升電源的開關頻率是其中的辦法之一，但是頻率的提升會影響到功率器件的開關損耗，使得提升頻率對硬開關拓撲來說效果并不十明顯顯，硬開關拓撲已經達到了它的設計瓶頸。而此時，軟開關拓撲，如LLC拓撲以其獨具的特點受到廣大設計工程師的追捧。但是…這種拓撲卻對功率器件提出了新的要求。

2.LLC電路的特點

LLC拓撲的以下特點使其廣泛的使用于各種開關電源之中：

1.LLC轉換器可以在寬負載范圍內實現零電壓開關。

2.能夠在輸入電壓和負載大范圍變化的情況下調節輸出，同時開關頻率變化相對很小。

3.采用頻率控制，上下管的占空比都為50%.

4.減小次級同步整流MOSFET的電壓應力，可以采用更低的電壓MOSFET從而減少成本。

5.無需輸出電感，可以進一步降低系統成本。

6.采用更低電壓的同步整流MOSFET,可以進一步提升效率。

3.LLC電路的基本結構以及工作原理

圖1和圖2分別給出了LLC諧振變換器的典型線路和工作波形。如圖1所示LLC轉換器包括兩個功率MOSFET（Q1和Q2），其占空比都為0.5;諧振電容Cr,副邊匝數相等的中心抽頭變壓器Tr,等效電感Lr,勵磁電感Lm,全波整流二極管D1和D2以及輸出電容Co。

圖1LLC諧振變換器的典型線路

圖2LLC諧振變換器的工作波形

而LLC有兩個諧振頻率，Cr,Lr決定諧振頻率fr1;而Lm,Lr,Cr決定諧振頻率fr2。

系統的負載變化時會造成系統工作頻率的變化，當負載增加時，MOSFET開關頻率減小，當負載減小時，開關頻率增大。

3.1LLC諧振變換器的工作時序

LLC變換器的穩態工作原理如下。

1）〔t1,t2〕

Q1關斷，Q2開通，電感Lr和Cr進行諧振，次級D1關斷，D2開通，二極管D1約為兩倍輸出電壓，此時能量從Cr,Lr轉換至次級。直到Q2關斷。

2）〔t2,t3〕

Q1和Q2同時關斷，此時處于死區時間，此時電感Lr,Lm電流給Q2的輸出電容充電，給Q1的輸出電容放電直到Q2輸出電容的電壓等于Vin.

次級D1和D2關斷Vd1=Vd2=0,當Q1開通時該相位結束。

3）〔t3,t4〕

Q1導通，Q2關斷。D1導通，D2關斷，此時Vd2=2Vout

Cr和Lr諧振在fr1,此時Ls的電流通過Q1返回到Vin,直到Lr的電流為零次相位結束。

4）〔t4,t5〕

Q1導通，Q2關斷，D1導通，D2關斷，Vd2=2Vout

Cr和Lr諧振在fr1,Lr的電流反向通過Q1流回功率地。能量從輸入轉換到次級，直到Q1關斷該相位結束

5）〔t5,t6）

Q1,Q2同時關斷，D1,D2關斷，原邊電流I（Lr+Lm）給Q1的Coss充電，給Coss2放電，直到Q2的Coss電壓為零。此時Q2二極管開始導通。Q2開通時相位結束。

6）〔t6,t7〕

Q1關斷，Q2導通，D1關斷，D2開通，Cr和Ls諧振在頻率fr1,Lr電流經Q2回到地。當Lr電流為零時相位結束。

3.2LLC諧振轉換器異常狀態分解

以上描述都是LLC工作在諧振模式，接下來我們分解LLC轉換器在啟機，短路，動態負載下的工作情況。

3.21啟機狀態分解

通過LLC仿真我們得到如圖3所示的波形，在啟機第一個開關周期，上下管會同時出現一個短暫的峰值電流Ids1和Ids2.由于MOSFETQ1開通時會給下管Q2的輸出電容Coss充電，當Vds為高電平時充電結束。而峰值電流Ids1和Ids2也正是由于Vin通過MOSFETQ1給Q2結電容Coss的充電而萌生。

圖3LLC仿真波形

我們將焦點放在第二個開關周期時如圖4,我們發現此時也會出現跟第一個開關周期類似的尖峰電流，而且峰值會更高，同時MOSFETQ2Vds也出現一個很高的dv/dt峰值電壓。那么這個峰值電流的是不是依然是Coss引起的呢？我們來做進一步的研究。

圖4第二個開關周期波形圖

對MOSFET結構有一定知道的工程師都了解，MOSFET不同于IGBT,在MOSFET內部其實寄生有一個體二極管，跟一般二極管一樣在截止過程中都需要中和載流子才能反向恢復，而惟有二極管兩端加上反向電壓才能夠使這個反向恢復快速完成，而反向恢復所需的能量跟二極管的電荷量Qrr相關，而體二極管的反向恢復同樣需要在體二極管兩端加上一個反向電壓。在啟機時加在二極管兩端的電壓Vd=Id2xRon.而Id2在啟機時幾乎為零，而二極管在Vd較低時需要很長的時間來進行反向恢復。如果死區時間設置不夠，如圖5所示高的dv/dt會筆直觸發MOSFET內的BJT從而擊穿MOSFET.

圖5

通過實際的探測，我們可以重復到類似的波形，第二個開關周期萌生遠比第一個開關周期高的峰值電流，同時當MOSFET在啟機的時dv/dt高118.4V/ns.而Vds電壓更是超出了600V的最大值。MOSFET在啟機時存在風險。

圖6

3.22異常狀態分解

下面我們持續分解在負載劇烈變化時，對LLC拓撲來說存在那些潛在的風險。

在負載劇烈變化時，如短路，動態負載等狀態時，LLC電路的關鍵器件MOSFET同樣也面臨著挑戰。

通常負載變化時LLC都會經歷以下3個狀態。我們稱之為硬關斷，而右圖中我們可以比較在這3個時序當中，傳統MOSFET和CoolMOS內部載流子變化的不同，以及對MOSFET帶來的風險。

時序1,Q2零電壓開通，反向電流經過MOSFET和體二極管，此時次級二極管D2開通，D1關段。

-傳統MOSFET此時電子電流經溝道區，從而減少空穴數量

-CoolMOS此時同傳統MOSFET一樣電子電流經溝道，穴減少，不同的是此時CoolMOS的p井結構開始建立。

時序2,Q1和Q2同時關斷，反向電流經過MOSFETQ2體二極管。

Q1和Q2關斷時對于傳統MOSFET和CoolMOS來說內部電子和空穴路徑和流向并沒有太大的區別。

時序3,Q1此時開始導通，由于負載的變化，此時MOSFETQ2的體二極管需要很長的時間來反向恢復。當二極管反向恢復沒有完成時MOSFETQ2出現硬關斷，此時Q1開通，加在Q2體二極管上的電壓會在二極管形成一個大電流從而觸發MOSFET內部的BJT造成雪崩。

-傳統MOSFET此時載流子抽出，此時電子集中在pN節周圍，空穴電流擁堵在pN節邊緣。

-CoolMOS的電子電流和空穴電流各行其道，此時空穴電流在已建立好的p井結構中流動，并無電子擁堵現象。

綜上，當LLC電路出現過載，短路，動態負載等條件下，一旦二極管在死區時間不能及時反向恢復，萌生的巨大的復合電流會觸發MOSFET內部的BJT使MOSFET失效。

有的CoolMOS采用SuperJuction結構，這種結構在MOSFET硬關斷的狀態下，載流子會沿垂直構建的p井中復合，基本上沒有側向電流，大大減少觸發BJT的機會。

4.要怎么樣更容易實現ZVS

通過以上的分解，可以看到增加MOSFET的死區時間，可以提供足夠的二極管反向恢復時間同時降低高dv/dt,di/dt對LLC電路造成的風險。但是增加死區時間是唯一的選擇么？下面我們進一步分解要怎么樣夠降低風險提升系統效率。

圖7

對于LLC電路來說死區時間的初始電流為

而LLC能夠實現ZVS非得滿足

而最小勵磁電感為

依據以上3個等式，我們可以通過以下三種方式讓LLC實現ZVS.

第一，增加Ipk.

第二，增加死區時間。

第三，減小等效電容Ceq即Coss.

從以上幾種狀況，我們不難分解出。增加Ipk會增加電感尺寸以及成本，增加死區時間會降低正常工作時的電壓，而最好的選擇無疑是減小Coss,因為減小無須對電路做任何調整，只需要換上一個Coss相對較小MOSFET即可。??

5.結論

LLC拓撲廣泛的使用于各種開關電源當中，而這種拓撲在提升效率的同時也對MOSFET提出了新的要求。不同于硬開關拓撲，軟開關LLC諧振拓撲，不僅僅對MOSFET的導通電阻（導通損耗），Qg（開關損耗）有要求，同時對于要怎么樣能夠有效的實現軟開關，要怎么樣降低失效率，提升系統可靠性，降低系統的成本有更高的要求。CoolMOS，具有快速的體二極管，低Coss,有的可高達650V的擊穿電壓，使LLC拓撲開關電源具有更高的效率和可靠性。

聲明： 本站所發布文章部分圖片和內容自于互聯網，如有侵權請聯系刪除