適合開關穩壓器的新穎電流測試辦法

隨著電子產品向小型化、便攜化的趨勢發展，單片集成的高效、低電源電壓DC-DC變換器被廣泛使用。在許多電源管理IC中都用到了電流測試電路。在電流模式PWM控制DC-DC變換器中，電流測試模塊是組成電流環路的緊要部分，用于測試流過功率管和電感上的電流，并通過將電流測試結果和電壓環路的輸出做比較，實現脈寬調制的效果。在電壓模式PWM控制DC-DC變換器、LDO、ChargePump等電路中，它還可以用作開路、短路、過流等節能和保護性目的。

傳統的電流測試辦法有3種：

(1)利用功率管的RDS進行測試；

(2)使用測試場效應晶體管測試；

(3)場效應晶體管與測試電阻結合。

針對開關穩壓器，不同于傳統的電流測試方式，本文提出了一種新穎的電流測試辦法。

1傳統的電流測試辦法

1．1利用功率管的RDS進行測試(RDSSENSING)

當功率管(MOSFET)打開時，它工作在可變電阻區，可等效為一個小電阻。MOSFET工作在可變電阻區時等效電阻為：

式中：為溝道載流子遷移率；Cox為單位面積的柵電容；VTH為MOSFET的開啟電壓。

如圖1所示，已知MOSFET的等效電阻，可以通過測試MOSFET漏源之間的電壓來測試開關電流。

這種技術理論上很完美，它沒有引入任何額外的功率損耗，不會影響芯片的效率，因而很實用。但是這種技術存在測試精度太低的致命缺點：

(1)MOSFET的RDS本身就是非線性的。

(2)無論是芯片內部還是外部的MOSFET，其RDS受，Cox，VTH影響很大。

(3)MOSFET的RDS隨溫度呈指數規律變化(27～100℃變化量為35％)。

可看出，這種測試技術受工藝、溫度的影響很大，其誤差在-50％～+100％。但是因為該電流測試電路簡單，且沒有任何額外的功耗，故可以用在對電流測試精度不高的情況下，如DC-DC穩壓器的過流保護。

1．2使用測試場效應晶體管(SENSEFET)

這種電流測試技術在實際的工程使用中較為普遍。它的設計思想是：如圖2在功率MOSFET兩端并聯一個電流測試FET，測試FET的有效寬度W分明比功率MOSFET要小很多。功率MOSFET的有效寬度W應是測試FET的100倍以上(假設兩者的有效長度相等，下同)，以此來保證測試FET所帶來的額外功率損耗盡可能的小。節點S和M的電流應當相等，以此來避免由于FET溝道長度效應所引起的電流鏡像不準確。

在節點S和M電位相等的情況下，流過測試FET的電流，IS為功率MOSFET電流IM的1／N(N為功率FET和測試FET的寬度之比)，IS的值即可反映IM的大小。

1．3測試場效應晶體管和測試電阻相結合

如圖3所示，這種測試技術是上一種的改進形式，只不過它的測試器件不是FET而是小電阻。在這種測試電路中測試小電阻的阻值相對來說比測試FET的RDS要精確很多，其測試精度也相對來說要高些，而且無需專門電路來保證功率FET和測試FET漏端的電壓相等，降低了設計難度，但是其代價就是測試小電阻所帶來的額外功率損耗比第一種測試技術的1／N2還要小(N為功率FET和測試FET的寬度之比)。

此技術的缺點在于，由于M1，M3的VDS不相等(考慮VDS對IDS的影響)，IM與IS之比并不嚴格等于N，但這個偏差相對來說是很小的，在工程中N應盡可能的大，RSENSE應盡可能的小。在高效的、低壓輸出、大負載使用環境中，就可以采用這種測試技術。

2新型的電流測試辦法

在圖4中，N_DRV為BUCK穩壓器的同步管柵極驅動信號，N_DRV_DC為N_DRV經過1個三階RC低通濾波器之后濾出的直流分量，并且該直流分量為比較器的一端輸入，比較器的另一端輸入為一基準電壓值BIAS,，比較器的輸出LA28(數字信號，輸出到芯片的控制邏輯)為DC-DC負載電流狀態測試信號。

該電流測試電路的作用如下：

在一個穩壓器芯片中，既包括一個DC-DC(BLYCK)，又包括一個LDO，中載和重載時工作于PWM模式，輕載時(約為3mA以下)工作于LD0下，而本文提出電流測試電路的作用是：當其負載電流小于一定值時(此時開關穩壓器處于DCM模式下)，LA28電平跳遍，實現PWM模式向LD0模式的模式切換。

這里需要留意的是，如果對輸出負載電流筆直進行測試或是通過將電感電流取均勻值的方式來測試輸出負載電流，則將會帶來電路實現上的困難。而在此提出的這種測試辦法卻不存在這個問題。

該架構圖是DC-DC負載電流狀態測試電路的等效圖。其作用是當DC-DC負載電流低于3mA時，其輸出信號LA28由高變低，從而實現PWM模式向LD0的切換。它的基本原理是利用DCM模式下(當負載電流為3mA時，DC-DC處于DCM模式下)負載電流與開關管柵極驅動信號N_DRV的關系，通過測試N_DRV來監控輸出負載電流的變化，從而實現當負載電流低于3mA時PWM模式向LDO的切換。

下面將用圖5來說明該電路測試負載電流的原理。

圖5是DCM模式下電感電流IL與同步管柵極驅動信號N_DRV的波形圖。

在該圖中，電感電流的上升斜率為，而下降斜率為，則有：且

此時：

又由于每個周期通過電感輸出到負載的電荷量是不變的，故有。其中：T為開關周期；IOUT為輸出負載電流。

從上面幾式得：

故有：

今朝再來分解圖4，在頻域內，從N_DRV到N_DRV_DC的系統傳遞函數為：

故圖4中的R與C組成的網絡是1個三階的RC低通濾波器。下面計算N_DRV_DC，從t=O接入脈寬為△T，周期為T的周期性矩形脈沖信號N_DRV，其復頻域的象函數為。

故N_DRV_DC的象函數為：

需要留意的是，在設計三階RC低通濾波器時，其帶寬應設置得遠小于DC-DC的振蕩器頻率(即N_DRV的頻率)，以保證很好地濾出N_DRV中的高頻分量；但也不宜設置得太小，否則所使用的電阻和電容將會比較大。

當DC-DC負載電流減小，N_DRV_DC也會減小，若減小至N_DRV_DC=BIAS3時，比較器開始由高變低，芯片將從PWM模式進入LD0模式。設此時的負載電流為ILDO(ON)，則：

即：

聯立式(1)和式(2)得：

由上式可知，DC-DC向LDO的切換閾值ILDO(ON)與電感值L成反比。

最終的電流測試實現電路如圖6所示。由于該電路原理比較簡單，分解從略。

3仿真結果數據

仿真結果數據如表l所示。TA=25℃，L=2．2H。

4結語

提出了一種開關穩壓器電流測試的新辦法，通過測試DCM模式下同步管柵極驅動信號，實現對輸出負載電流的測試，從而得出芯片從PWM模式向LDO模式的切換。由此處理了通過測試電感均勻電流而使的電路實現的困難。經過HSpice仿真驗證，其僅消耗5A的靜態電流。該種測試辦法主要適用于需要對開關穩壓器的DCM模式下負載電流進行測試的場合。

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