LED驅動電源的單極PFC反激式開關電源辦法

LED驅動電源要求在5W以上的產品都要求高功率因素，低諧波，高效率，但是因為又有體積和成本的考量，傳統的pFC+pWM的方式電路復雜，成本高昂，因此在小功率(65W左右)的使用場合一般會選用單極pFC的方式使用，特別是在T5,T8等LED驅動電源得到廣泛的使用，并成為目前的主流使用辦法。目前市面上的pFC有很多，下面以市面上得到廣泛使用的LD7591及其升級版本LD7830,緊要用LD7830來做說明解析。

一、解析：

LD7830是一款具有功率因素校正功能的LED驅動芯片，它通過電壓模式控制來穩定輸出且實現高功率因素(pF)與低總諧波失真(THD)特性。LD7830能在寬輸入電壓范圍內使用，且保持極低的總諧波失真。LD7830具備豐富的保護功能，如輸出過壓保護(OVp)，輸出短路保護(SCp)，芯片內置過溫保護(OTp)，Vcc過壓保護，開環保護等保護功能令LED驅動電源系統工作起來更加安全可靠。LD7830在LD7591的基礎上新增了高壓啟動，OLp保護功能和軟啟動功能，使系統的待機功耗更低至0.3W以下，同時短路保護更加可靠。

二、LD7830特點：

內置500V高壓啟動電路

高pFC功能控制器

高效過渡模式控制

寬范圍UVLO(16V開，7.5V關)

最大250KHZ工作頻率

內置VCC過壓保護

內置過載保護(OLp)功能

過電流保護(OCp)功能

500/-800mA驅動能力

內置8ms軟啟動

內置過溫保護(OTp)保護

三使用范圍：

AC/DCLED照明驅動使用

65W以下適配器

四、典型使用

圖一

五、系統設計

LD7830的典型使用為反激拓撲結構，如圖一所示。

5.1我們首先解析LD7830的反激工作原理，假設交流輸入電壓波形是理想正弦波，整流橋也是理想的，則整流后輸入電壓瞬時值Vin(t)可表示為：

其中VpK為交流輸入電壓峰值，VpK=√2×VRMS,Vrms為交流輸入電壓有效值，FL為交流輸入電壓頻率。再假定在半個交流輸入電壓周期內LD7830誤差放大器的輸出VCOMp為一恒定值，則初級電感電流峰值瞬時值IpKp(t)為：

其中IpKp為相關于輸入電壓初級電感電流峰值的最大值。

在反激電路中，當MOSFET導通時，輸入電壓Vin(t)對電感充電，同時輸出電容對負載放電，初級電感電流從零開始上升，令θ=2×π×FL×t：

Ton為MOSFET導通時間，Lp為初級電感量，由上式可見，TON與相位無關。

假設變壓器的效率為1且繞組間完全耦合，當MOSFET關斷時，次級電感對輸出電容充電和對負載放電，則：

其中，TOFF為MOSFET關斷時間，IpKS(θ)為次級峰值電流瞬時值，Ls為次級電感量，Vout為輸出電壓，VF為輸出整流管正向壓降，n為初次級匝比，TOFF隨輸入電壓瞬時值變化而變化。

工作電流波形如圖二所示，可見，在半個輸入電壓周期內，只要控制TON固定，則電感電流峰值跟隨輸入電壓峰值，且相位相同，實現高功率因素pF.

圖二

5.2下面將針對反激拓撲結構解析相關參數設計流程

5.2.1首先依據實際使用確定規格目標參數，如最小交流輸入電壓Vinmin,最大交流輸入電壓Vinmax,交流輸入電壓頻率FL,輸出電壓Vout,輸出電流Iout,最大兩倍頻輸出電壓紋波ΔVo等。然后針對目標參數進行系統參數預設計，先估計轉換效率η來計算系統最大輸入功率;最大輸入功率pin可表示為：

再確定系統最小工作頻率，LD7830的開關頻率是個變化量，表示為：

最小開關頻率Fsw-min出今朝最小輸入電壓的正弦峰值處。系統設計中，最小開關頻率Fsw-min一般設定在35kHz或更高。

確定變壓器反射電壓VOR,反射電壓含義為：VOR=n(Vout+Vf)，VOR的取值影響MOSFET與次級整流管的選取以及吸收回路的設計。

5.2.2變壓器設計

首先確定初級電感量，電感的大小與最小開關頻率的確定有關，最小開關頻率發生在輸入電壓最小且滿載的時候，由公式推導有：

其中Ko含義為輸入電壓峰值與反射電壓的比值，即

一般說來Ko越大pF值會越低，總的THD%會越高。

確定初級電感量Lp后，就該選擇變壓器磁芯了，可以參考公式Ap=AE×AW選取，然后依據選定的磁芯，確定初級最小繞線圈數Npmin來戒備變壓器飽和，參考公式：

然后確定次級繞組匝數，初次級的匝比由VRO決定：

同理推導并依據規格書含義的Vcc電壓可以得出Vcc繞組的匝數，LD7830的Vcc典型值設定在16V。

含義：

Lp:初級電感量

Np:初級匝數

IpKp:初級峰值電流

BM:最大磁通飽和密度

AE:磁芯截面積

po:輸出功率

5.2.3初級吸收回路設計

當MOSFET關斷時，由于變壓器漏感的存在，在MOSFET的漏端會出現一個電壓尖峰，過大的電壓加到MOS管的D極會引起MOS擊穿，而且會對EMI造成影響，所以要新增吸收回路來限制漏感尖峰電壓。典型的RCD吸收回路如圖三所示：

圖三

RCD回路的工作原理是：當MOSFET的漏端電壓大于吸收回路二極管D1陰極電壓時，二極管D1導通，吸收漏感的電流從而限制漏感尖峰電壓。設計中，緩沖電容C1兩端的電壓Vsn要設定得比反射電壓VRO高50--100V,如圖四所示，稱為漏感電壓ΔV,Vsn不能設計太低，設計太低將新增RCD吸收回路功耗。緩沖電容C1的設計依據能量平衡，

圖四

IpKpMAX為全電壓范圍內IpKp的最大值，緩沖電容C1SN要承受大電流尖峰，要求其等效串聯電阻ESR很小，R1依據功耗選擇適宜的W數，阻值一般在47K-120K之間

吸收回路二極管D1通常選擇快恢復二極管，且導通時間也要求快，反向擊穿電壓要求大于選擇的MOSFET的擊穿電壓BVDSS,一般在65W以下使用場合選用額定電流1A的快恢復二極管作為吸收回路二極管。

5.2.4MOS管的選取

開關管MOSFET最大漏極電流IDMAX應大于開關管所流過的峰值電流IpKp至少1.5倍，MOSFET的漏源擊穿電壓(參考圖四)BVDSS應大于最大輸入電壓，VOR以及漏感引起的尖峰之和，一般應留至少90%的余量。

5.2.5次級整流管的選取

考慮一定的裕量，次級整流管D最大反向電壓VRM需滿足：

因為反激式開關電源次級整流二極管惟有在電源Toff的時候才會導通，輸出在導通時非得能夠承受整個輸出電流的容許值。輸出二極管要的最小正向導通峰值電流為：

Dmax為工作周期，倘若設定Dmax為0.5則Ifps>4Iout

5.2.6輸出電容的選取

輸出電容電壓通常呈現兩種紋波，一種是由高頻輸出電流引起，緊要與輸出電容的等效竄連電阻(ESR)大小有關，另外一種是低頻紋波，為了獲得較高的pF值，環路帶寬通常較窄，因此輸出不可戒備地出現較大的兩倍輸入電壓頻率紋波，其值與電容大小有關，一般說來低頻紋波滿足要求時，高頻紋波因為電容等效ESR夠小，可以忽視。電容的容量可以參考各個廠家的規格書(一般選用高頻低阻型)選用，依據產品的實際工作溫度，電壓和考慮產品的MTBF選取適宜的電容系列型號。

5.2.7IC緊要外圍參數選取

5.2.7.1最大導通時間典型參數選取

圖五

5.2.7.2Cspin參數選取

R1與C1為用來濾除突波的濾波器

R1:100?~300?

C1:100pF~470pF

圖六

5.2.7.3RZCD參數選取

圖七

六、用LD7830和LD8105做的24V0.7A的實際使用實例

6.1.電路：

圖八

6.2.實際探測相關參數：

6.2.1空載功耗在輸入AC264V為0.29W,低于0.3W

圖九

6.2.2效率和pF值曲線

圖十

6.2.3CV-CC曲線以及說明

Led照明驅動電源非得以恒流CC模式和恒壓CV模式來控制，由于LED的正向導通壓降會隨著焊接面的溫度升高而降低，導致LED的電流會增大，使溫度升高，從而導致LED的壽命減少，甚至可能會造成產品的損害。所以參考圖八電路，次級部分采用了LD8105來做CV/CC模式控制，LD8105是一款高精度的CV/CC模式控制IC,與其它同類IC比較具有電流測試電壓低，Vcc輸入電壓比較寬，工作電流小等特點，從而可以提高整個系統的效率和使用范圍。

圖11

本文的目的是為了進行類似電路設計的開發人員或者準備用類似線路做設計的人員供應一個基本設計的參考資料，希望本文中一些相關經驗能夠幫到大家。

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