基于提高無橋PFC高性能電源設計性能的分解

由于效率要求不斷上升，許多電源制造商開始將留意力轉向無橋功率因數校正(pFC)拓撲結構。一般而言，無橋pFC可以通過減少線路電流路徑中半導體元器件的數目來降低傳導損耗。盡管無橋pFC的概念已經提出了許多年，但因其執行難度和控制復雜程度，妨礙了它成為一種主流拓撲。

隨著一些專為電源設計的低成本、高性能數字控制器上市，越來越多的電源公司開始為pFC設計選用這些新型數字控制器。相比傳統的模擬控制器，數字控制器擁有許多優點，例如：可編程配置，非線性控制，較低器件數目以及最為緊要的復雜功能實現能力(模擬辦法通常難以實現)。

大多數現今的數字電源控制器(例如：TI的融合數字電源控制器UCD30xx)都供應了許多的集成電源控制外設和一個電源管理內核，例如：數字環路補償器，快速模數轉換器(ADC)，具有內置停滯時間的高辨別率數字脈寬調制器(DpWM)，以及低功耗微控制器等。它們都對無橋pFC等復雜高性能電源設計具有好處。

數字控制的無橋pFC

在其他無橋pFC拓撲結構中，圖1是一個已被業界廣泛采用的無橋pFC實例。它具有兩個DC/DC升壓電路，一個由L1、D1和S1組成，另一個則由L2、D2和S2組成。D3和D4為慢恢復二極管。通過參考內部電源地，分別測試線路(Line)和中性點(Neutral)電壓，測量得到輸入AC電壓。通過比較測試到的線路和中性點信號，固件便可知道它是一個正半周，還是一個負半周。在一個正半周內，第一個DC/DC升壓電路(L1-S1-D1)有效，并且升壓電流通過二極管D4回到AC中性點；在一個負半周內，第二個DC/DC升壓電路(L2-S2-D2)有效，并且升壓電流二極管通過D3回到AC線。像UCD3020這樣的數字控制器用于控制這種無橋pFC。

圖1數字控制無橋pFC

無橋pFC基本上由兩個相升壓電路組成，但在任何時候都惟有一個相有效。比較使用相同功率器件的傳統單相pFC，無橋pFC和單相pFC的開關損耗應當相同。但是，無橋pFC電流在任何時候都只通過一個慢速二極管(正半周為D4，負半周為D3)，而非兩個。因此，效率的提高取決于一個二極管和兩個二極管之間的傳導損耗差異。另外，通過完全開啟非當前的開關可以進一步提高無橋pFC效率。例如：在一個正半周內，在S1通過pWM信號控制的同時，S2可以完全開啟。當流動的電流低于某個值時，MOSFETS2壓降可能低于二極管D4，因此，返回電流部分或者全部流經L1-D1-RL-S2-L2，然后返回AC源。這樣，傳導損耗被降低，電路效率也能夠提高(特別是在輕載情況下)。同樣，在一個負半周內，S2開關時，S1被完全開啟。圖2顯示了S1和S2的控制波形。

圖2無橋pFC的pWM波形

自適應總線電壓和開關頻率控制

傳統上，效率指標在高壓線路和低壓線路上都規定為滿載。今朝，計算服務器和遠程通信電源等大多數使用要求，除在滿載時，在10%-50%負載范圍時，效率也應該滿足標準規范。在大多數AC/DC使用中，系統具有一個pFC和一個下游DC/DC級，因此，我們將依據整個系統來測量效率。若想提高輕載時的總系統效率，一種辦法是降低pFC輸出電壓和開關頻率。這要求知道負載信息，而這項工作通常通過使用一些額外電路，測量輸出電流來實現。然而，采用數字控制器，便不再要這些額外電路。在輸入AC電壓和DC輸出電壓相同時，輸出電流與電壓環路輸出成正比。因此，倘若我們知道電壓環路的輸出，我們便可以相應地調節頻率和輸出電壓。使用數字控制器以后，電壓環路通過固件來實現。其輸出已知，因此，實現這種特性十分容易，并且成本比使用模擬辦法要低得多。

通過變流器實現電流測試

無橋pFC的難題之一是，要怎么樣測試整流后的AC電流。如前所述，AC返回電流(部分或者全部)可能會流經非當前的開關，而非慢速二極管D3/D4.因此，在接地路徑中，使用分流器來測試電流的辦法(通常在傳統pFC中使用)已不再適用。取而代之的是使用變流器(CT)來測試，且每相一個(圖1)。這兩個變流器的輸出整流后結合在一起，以出現電流反饋信號。由于在任何時候都惟有一個變流器具有整流輸出信號，因此，即使將它們結合在一起，任何時候也都惟有一個反饋電流信號。

圖3繼續導通模式時的測試電流波形

圖4非繼續導通模式時的測試電流波形

如圖3、4所示，由于變流器放置在開關的正上方，因此，它只測試開關電流(只是電感電流的上升部分)。在數字控制實現時，在pWM導通時間Ta中間測量該開關電流信號。它是一個瞬時值，在圖3、4中以Isense表示。僅當該電流為繼續電流時，測得的開關電流Isense才等于均勻pFC電感電流(圖3)。當該電流變為圖4所示非繼續狀態時，Isense將不再等于均勻pFC電感電流。為了計算電感均勻電流，應建立在一個開關周期內，中間點測試電流Isense和均勻電感電流之間的關系，并且這種關系應同時適用于繼續導通模式(CCM)和非繼續導通模式(DCM)。

就一個在穩態工作的升壓型轉換器而言，升壓電感的二次電壓應在每一開關周期內都保持平衡：

通過(3)式，均勻電感電流Iave被表示成瞬時開關電流Isense.期待電流Iave和Isense為電流控制環路的電流參考。測試到實際的瞬時開關電流后，與該參考比較，誤差被送至一個快速誤差ADC(EADC)，最后，將數字化的誤差信號傳送至一個數字補償器，以封閉電流控制環路。

動態調節環路補償器

總諧波失真(THD)和功率因數(pF)是兩個判定pFC性能非常緊要的標準。一個好的環路補償器應當具有較好的THD和pF.不過，由于pFC的輸入范圍非常寬，它可以從80Vac擴展至高達265Vac，因此，在低壓線路擁有較高性能的補償器，在高壓線路上可能無法很好工作。最好的辦法是依據輸入電壓相應地調節環路補償器。這對模擬控制器來說，可能是一項不可能完成的任務，但關于一些數字控制器(例如：UCD3020)來說，則可以輕松實現。

該芯片中的數字補償器是一種數字濾波器，它由一個與一階IIR濾波器級聯的二階無限脈沖應和(IIR)濾波器組成。控制參數(即所謂的系數)被保存在一組寄存器中。該寄存器組被稱作存儲體(bank)。共有兩個這樣的存儲體，并且它們可以存儲不同的系數。任何時候，惟有一個存儲體的系數有效并用于補償計算，而另一個則處于非工作狀態。固件始終都可以向非工作存儲體加載新的系數。在pFC工作期間，可以在任何時候調換系數存儲體，以便準許補償器使用不同的控制參數，以以適應不同的運行狀態。

圖5低壓線路的VIN和IIN波形(VIN=110V，負載=1100W，THD=2.23%，pF=0.998)

有了這種靈活性以后，我們可以存儲兩個不同的系數組(一個用于低壓線路，另一個用于高壓線路)，并依據輸入電壓交換系數。環路帶寬、相位裕度和增益裕度在低壓線路和高壓線路下都可優化。利用這種動態調節的控制環路系數，并使用固件補償變流器可能出現的偏移，可以極大改善THD和pF.圖5、6是基于1100W無橋pFC的探測結果，在低壓線路上的THD為2.23%，高壓線路上的THD為2.27%，而pF則分別為0.998和0.996。

圖6高壓線路的VIN和IIN波形(VIN=220V，負載=1100W，THD=2.27%，pF=0.996)

改善輕載時的pF

每個pFC在輸入端都有一個電磁干擾(EMI)濾波器。EMI濾波器的X電容會引起AC輸入電流超前AC電壓，從而影響pF.在輕載和高壓線路下，這種情況將變得更糟糕：pF很難滿足嚴格的規范。要想新增輕載時的pF，我們要相應地強制電流延遲。我們要怎么樣實現呢？

圖7測量到的VIN無延遲

我們知道，pFC電流控制環路不斷嘗試強制電流與其參考匹配。該參考基本上是AC電壓信號，只是大小不同。因此，倘若我們能夠延遲電壓測試信號，并將延遲后的電壓信號用于電流參考生成，便可以讓電流延遲，來匹配AC電壓信號，從而使pF得到改善。這對一個模擬控制器來說比較困難，但對數字控制而言，只需幾行代碼便可以實現。

圖8測量到的VIN被延遲300us

首先，輸入AC電壓通過ADC測量。固件讀取測量到的電壓信號，再加上一些延遲，然后使用延遲后的信號來生成電流參考。圖7、8顯示了1100W無橋pFC的探測結果。在該探測中，VIN=220V，VOUT=360V，而負載=108W(約滿載的10%)。通道1為IIN，通道2為VIN，通道4為帶延遲的測量到的VIN信號。圖7中，測量到的VIN沒有新增延遲，pF=0.86，THD=8.8%.而在圖8中，測量到的VIN信號被延遲了300us，這種情況下，pF被改善到0.90.此外，還可以進一步改善pF，但這將以犧牲THD為代價，因為進一步延遲電流參考，將在AC電壓交織點處出現更多的電流失真。在圖9中，測量到的VIN被延遲了500us，此時，pF被改善到0.92.但是，電流在電壓交織點處出現了失真。結果，THD變得更糟糕，達到11.3%。

圖9測量到的VIN被延遲500us

非線性控制

相比電流環路，電壓環路控制的復雜度較低。在數字實現時，輸出電壓VO通過一個ADC測試，然后同一個電壓基準比較。我們可以使用一個簡單的比例積分(pI)控制器，來閉合該環路。

其中，U為控制輸出，Kp和Ki分別為比例和積分增益。E[n]為DC輸出電壓誤差采樣值。

如前所述，使用數字控制的好處之一是它能夠實現非線性控制。為提高瞬態應和，可以使用非線性pI控制。圖10是非線性pI控制的一個例子。誤差越大時(通常出今朝瞬態)，所使用的Kp增益也越大。當誤差超出設置限制時，這將加速環路應和，并且，恢復時間也被縮短。關于積分器，則又是另外一種情況。眾所周知，積分器用于消除穩態誤差。然而，它卻常常引起飽和問題，并且其90°相位滯后也將影響系統的穩定性。正因如此，我們使用了一個非線性積分增益(圖10)。當誤差超出一定程度時，積分增益Ki減小，以戒備出現飽和、超調和不穩定的問題。

圖10非線性pI控制

數字電壓環路控制的另一個優勢被稱為抗積分器飽和，它一般出今朝AC下降時。當出現AC下降且下游負載持續吸取電流時，DC輸出電壓開始下降，而pFC控制環路卻依然嘗試調節其輸出。因此，積分器積分，并可能出現飽和，這種情況被稱為積分器飽和。一旦AC恢復，飽和的積分器便可能引起DC輸出電壓超調。為戒備出現這種情況，則一旦檢測到AC恢復，固件便馬上復位積分器，并且DC輸出達到其調節點。

數字控制器還可以做更多工作，例如：頻率抖動、系統監控和通信等，并且還可以為無橋pFC供應靈活的控制、更高的集成度和更高的性能。在一些高端AC/DC設計中，越來越多的設計正在使用數字控制器。

聲明： 本站所發布文章部分圖片和內容自于互聯網，如有侵權請聯系刪除